西門子模塊6ES7222-1BH32-0XB0

SIMATIC IPC 627c以其在高達55℃環(huán)境溫度的測量,、開環(huán)和閉環(huán)控制任務中的高緊湊性和性能而聞名,。盡管它具有很高的緊湊性，但它仍然可以靈活地調整和擴展,，以下兩個槽：
2 PCI（1短和1長）或
1 PCI和1 PCIe X16
SIMAT IPC627 C以其高的緊湊性和測量性能而聞名,。溫度高達55°C時的開環(huán)和閉環(huán)控制任務。盡管其緊湊性很高,，它仍然可以靈活地調整和擴展與以下兩個槽：
2 PCI（1短和1長）或
1 PCI和1 PCIe X16 優(yōu)點  高性能和非常短的系統(tǒng)響應時間：  新的2010英特爾核心處理器（I7和I3） 高性能車載HD顯卡集成在CPU
DDR3中存儲技術
系統(tǒng)具有*的性能和數據
板載RAID控制器
帶32gb固態(tài)驅動器（SSD）
ecc-ram,，帶糾錯功能的工作存儲器
可選PROFIBUS或PROFINET接口，三個端口用于低成本連接分布式現場設備或連接SIMATICS7接口
借助于兩個分組千兆以太網連接,，實現高數據傳輸速率和冗余度
通過可選的PCI Express x16圖形卡可以實現高圖形性能,，可實現雙監(jiān)控
DVIVGA模擬顯示適配器（可選）
4個高速USB 2.0端口
high energy industrial PC:
帶來低能耗
wake-up功能，用于通過網絡從位置啟動IPC示例,，非生產周結束后開始,。

西門子模塊6ES7222-1BH32-0XB0
設計和功能
SIMATIC IPC-前縱向安裝工具包
強大的長期可用性，具有與imatic box PC 827b相同的空間占用面積和安裝及接口兼容性,。
通過帶有兩個其他狀態(tài)指示器的可自由編程7段顯示器,，可以快速診斷操作狀態(tài)并顯示BIOS引導程序，例如,，在數據傳輸期間進行確認,。
由于電池盒可以從外部裝載和卸載，所以CMOS電池可以在安裝     前在線裝配套件和安裝托架中快速更換,，用戶可以在很大程度上靈活地安裝在控制柜中,。因此，所有功能組件和接口都可以從前面操作,。
靈活的考慮到不同的安裝選項 連接和擴展,。

調試

一、對于440變頻器的調試應首先確認變頻器的一些初始狀態(tài),，在確認好電動機與變頻器的連接后,，利用內控先用操作器來控制電動機轉動，首先需要設置以下參數：P0003=3,，P0700=1,，P1070=1050。設置完成后,，可以把操作權交給操作器來手動操作,。

　　二、 在*步順利完成后,，應首先對電動機做快速調試,，只有在這種模式下才可輸入電機參數，而做好快速調試有利于變頻器對電機參數的計算與優(yōu)化，但快速調試的前提是變頻器的另一端是空電機,，如聯(lián)有機械部分有可能造成變頻器對電機模型計算的不準確,，快速調試步驟如下：
　　P0003=3 P0004=0 P0010=1(啟用快速調試)
　　P0100=0 P0205=0 P0300=1
　　P0304=電動機額定電壓 P0305=額定電流 P0307=額定功率
　　P0308=功率因數 P0310=額定頻率 P0311=額定轉速
　　P0335=0 P0640=過載倍數 P0700=2(選擇命令源)
　　P1000=2 P1080=0 P1082=50
　　P1120=10 P1121=10 P1135=5
　　P1300=0線性V/F控制 P1500=0 P1910=1
　　P3900=1

　　三、 快速調試過后根據電機有無編碼器還有變頻器所控制的電機的數量來選擇對電機的控制方式(P1300),。再把P1070設置為755,，也就是選擇由模擬量輸入1來控制電機的速度給定，根據操作臺電位計的實際情況來選擇端子上的ADC1與ADC2兩個開關,，0－10V打成OFF,，0－20mA打成ON。如果選擇第5口數字輸入DIN1為給定允許的話,，將P0701=1,，選擇有了速度給定后電機的運行方式為接通正轉，這樣就實現了變頻器速度的遠程控制,。

　　四,、 對于點動的控制應首先根據設計中點動所對應的數字輸入的端口，來選擇P701－P708之間所對應的數字輸入的端口的參數,，例如：端子的7和8口為正點與反點,，應把P703=99（BICO參數化），P704=99(BICO參數化),，將P1055=722.2（正點動使能）,，P1056=722.3（反點動使能），這樣就可以通過外控來控制點動了,。通過改變P1058與P1059可改變點動的頻率值,，而改變P1060與P1061可改變點動的響應時間。

　　五,、模擬量輸出口（功能圖8000）：輸出類型為0－20mA,。選擇P0771(0)=27，（*組參數,，將其修改為27）則將模擬量輸出1選擇為電流表模式,，通過改變P2002的數值來修正電流表,。將P0771(1)=21,，（第二組參數選擇為21）則將模擬量輸出2定義為轉速表，通過改變P2000來確定轉速表的范圍,，默認為50Hz,，而一般的變頻器調速均為0－50Hz，所以采用默認值即可,。

24,、電機超過60Hz運轉時應留意什么題目？

         　　超過60Hz運轉時應留意以下事項

         　?。?）機械和裝置在該速下運轉要充分可能（機械強度,、噪聲,、振動等）。

         　?。?） 電機進進恒功率輸出范圍,，其輸出轉矩要能夠維持工作（風機、泵等軸輸出功率于速度的立方成比例增加,，所以轉速少許升高時也要留意）,。

         　　（3） 產生軸承的壽命題目,，要充分加以考慮,。

         　　（4） 對于中容量以上的電機特別是2極電機,，在60Hz以上運轉時要與廠家仔細商討,。

         　　25、變頻器可以傳動齒輪電機嗎,？

         　　根據減速機的結構和潤滑方式不同,，需要留意若干題目。在齒輪的結構上通?？煽紤]70～80Hz為大極限,，采用油潤滑時，在低速下連續(xù)運轉關系到齒輪的損壞等,。

         　　26,、變頻器能用來驅動單相電機嗎？可以使用單相電源嗎,？

         　　基本上不能用,。對于調速器開關起動式的單相電機，在工作點以下的調速范圍時將燒毀輔助繞組,；對于電容起動或電容運轉方式的,，將誘發(fā)電容器爆炸。變頻器的電源通常為3相,，但對于小容量的,，也有用單相電源運轉的機種。

         　　27,、變頻器本身消耗的功率有多少,？

         　　它與變頻器的機種、運行狀態(tài),、使用頻率等有關,，但要回答很困難。不過在60Hz以下的變頻器效率大約為94%～96%，據此可推算損耗,，但內躲再生制動式（FR-K）變頻器,，假如把制動時的損耗也考慮進往，功率消耗將變大,，對于操縱盤設計等必須留意,。

現在考慮一個簡單情況來比較SNR和NSD，如圖1所示,。假設ADC時鐘頻率為75 MHz,。對輸出數據運行快速傅里葉變換(FFT)，圖中顯示的頻譜為從直流到37.5 MHz,。本例中,，目標信號是的大信號，且碰巧位于2 MHz附近,。對于白噪聲（大部分情況下包含量化噪聲和熱噪聲）而言,，噪聲均勻分布在轉換器的奈奎斯特頻段內，本例中為直流至37.5 MHz,。
        由于目標信號在直流與4 MHz之間,，故可相對簡單地應用數字后處理以濾除或拋棄一切高于4 MHz的頻率（僅保留紅框中的內容）。這里將需要丟棄7⁄8噪聲,，保留所有信號能量,，從而有效SNR改善9 dB。換句話說,，如果知道信號位于頻段的一半中,，那么事實上可以在僅消除噪聲的同時，丟棄另一半頻段,。
        這就引出了一條有用的經驗法則：存在白噪聲時,，調制增益可使過采樣信號的SNR額外改善3 dB/倍頻程。在圖1示例中,，可將此技巧應用到三個倍頻程中（系數為8）,，從而使SNR改善9 dB。
        當然,，如果信號處于直流和4 MHz之間某處,，那么就不需要使用快速75 MSPS ADC來捕捉信號。只需9 MSPS或10 MSPS便能滿足奈奎斯特采樣定理對帶寬的要求,。事實上,，可以對75 MSPS采樣數據進行1/8抽取，產生9.375 MSPS有效數據速率,，同時保留目標頻段內的噪底。
        正確進行抽取很重要。如果只是每8個樣本丟棄7個,，那么噪聲會折疊或混疊回到目標頻段內,，這樣將得不到任何SNR改善。必須先濾波再抽取,，才能實現調制增益,。
        即便如此，雖然理想的濾波器會消除一切噪聲,，實現理想3 dB/倍頻程的調制增益,，但實際濾波器不具備此類特性。在實踐中,，所需的濾波器阻帶抑制量與試圖實現多少調制增益成函數關系,。另外應注意，“3 dB/倍頻程”的經驗法則是基于白噪聲假設,。這是一個合理的假設,，但并非適用于一切情況。
        一個重要的例外情況是動態(tài)范圍受非線性誤差或通帶中的其他雜散交調分量影響,。在這些情況下,，“濾波并丟棄”方法不一定能濾除雜散分量，可能需要更細致的頻率算法,。

將SNR和采樣速率轉換為噪聲頻譜密度
        當頻譜中存在多個信號時,，比如FM頻段內有許多電臺，情況會變得愈加復雜,。若要恢復任一信號,，更重要的不是數據轉換器的總噪聲，而是落入目標頻段內的轉換器噪聲量,。這就需要通過數字濾波和后處理來消除所有帶外噪聲,。
        有多種方法可以減少落入紅框內的噪聲量。其中一種是選擇具有更好SNR（噪聲更低）的ADC,?；蛘咭部梢允褂孟嗤琒NR的ADC并提供更快的時鐘（比如150 MHz），從而讓噪聲分布在更寬的帶寬內,，使紅框內的噪聲更少,。

NSD進入視野
        這就提出了一個新問題：如要快速比較轉換器濾除噪聲的性能，有沒有比SNR更好的規(guī)格,？
        此時就會用到噪聲頻譜密度(NSD),。用頻譜密度（通常以相對于每赫茲帶寬的滿量程的分貝數為單位，即dBFS/Hz）來刻畫噪聲,，便可比較不同采樣速率的ADC,，從而確定哪個器件在特定應用中可能具有低噪聲,。
        表1以一個70 dB SNR的數據轉換器為例，說明隨著采樣速率從100 MHz提高到2 GHz,，NSD有何改善,。
表1.改變一個70 dB SNR的ADC的采樣速率
        
        表2顯示了部分極為不同的轉換器的多種SNR和采樣速率組合，但所有組合都具有相同的NSD,，因此每一種組合在1 MHz通道內都將具有相同的總噪聲,。注意，轉換器的實際分辨率可能遠高于有效位數,，因為很多轉換器希望具有額外的分辨率以確保量化噪聲對NSD的影響可忽略不計,。
表2.幾種極為不同的轉換器均在1 MHz帶寬內提供95 dB SNR；SNR計算假定為白噪底（無雜散影響）