基于VNA的TDR方案的基本思想是對DUT頻率響應進行傅里葉逆變換可得到其單位沖激響應,，對沖激響應進行積分可得階躍響應,。VNA頻率測試點總是離散的，而直接使用離散傅里葉逆變換來實現時域變換,，時域響應的分辨率與頻域測試帶寬,、時域響應長度與頻域測試步進頻率分別成反比關系。在測量點數固定的情形下,，時域分辨率與頻域分辨率是不可兼得的,；為解決這一矛盾，VNA通常采用線性調頻Z變換(Chirp-Z transform)來實現從頻域響應到時域響應的變換,，由此獲得任意時間內的時域響應,。

此方案的另一問題在于VNA的頻域測試范圍總是有限的，在頻域測試范圍內的測試精度相對穩(wěn)定,，但無法測得DUT的零頻(直流)與超出VNA測試頻帶外的頻率響應,。零頻響應在計算時域沖激響應與階躍響應時是不可少的參數，故VNA需要通過測試頻帶內的頻率影響來估計零頻響應,；為了獲得較好的估計效果且方便進行變換,，通常要求頻域測試點的起始頻率等于步進頻率，讓測試頻率位于過零點的直線上,。而帶外頻率響應卻難以估計,，通常將其視為零；而截斷效應將導致變換所得的時域響應中存在過沖與旁瓣,；而盡管傳統TDR模擬前端電路本身存在帶寬限制,，但其高頻響應相對較為光滑，并不會產生明顯的截斷效應,。

VNA采用對頻域響上應用窗函數的方法抑制截斷效應,，但其代價是降低時域分辨率；從在時域上看,，窗函數增大了沖激激勵的沖激寬度(階躍激勵的上升時間),，可應用于分析不同上升時間的數字信號傳輸性能。

而VNA方案的單個測量點測量時間反比于中頻濾波器帶寬f_BW,，因此VNA方案的總測量時間T_S1為：

因此在VNA測量時間內，示波器可進行重復測量,，噪聲衰減倍率N₀與重復測量測試成正比：

假定測試信號中存在帶寬為f_n的白噪聲,，中頻濾波器可將噪聲功率衰減倍率N₁為：

由于動態(tài)范圍與噪聲衰減成正比，那么在相同測量時間內,，VNA方案較示波器方案所得的動態(tài)范圍擴大倍率為：

在實際測量中,，噪聲帶寬f_n等于采樣示波器的截止頻率f_c，而后者遠高于物理采樣頻率f_ps；VNA方案的動態(tài)范圍要明顯高于采樣示波器方案,。

(a) 存在DUT上電干擾時無法正常進行阻抗測量

(b) 調整頻率掃描規(guī)避上電干擾信號

在射頻及以上頻段,，為將PCB上的測試電路引入測試通路中,，須借助PCB上的射頻測試端口或射頻探針,。但PCB設計所提供的射頻測試點并不總是能夠實現將待測試的部分直接引入，有時不得不將待測試電路兩端的其他電路一并作為DUT進行測試,；而射頻探針本身也將影響測試結果,。TDR需要使用夾具去嵌入方法對測試結果進行校正，VNA方案給出的夾具去嵌入方案基于S參數矩陣的夾具網絡特性描述,，只需仿真方法獲得射頻測試點至待測電路之間的網絡S參數矩陣或直接導入射頻探針生產商給出的SNP文件即可從測試結果中去除夾具網絡的影響,。

為方便地獲得DUT各點處的阻抗值，使用低通階躍模式進行測試,；將時域響應以阻抗格式顯示,，橫軸時間代表反射波達到校準參考面(夾具靠近DUT的端口)所需時間，可用于定位跡線上各點對應的傳輸線位置,。利用光標可讀出傳輸線上各處對應的特征阻抗值,，通過分析阻抗隨時間軸的變化可分析傳輸線上的故障類型。

若DUT的阻抗分布如下圖所示,，可觀察到圖中存在多個阻抗失配點,。由于前面的失配點處部分測試信號被反射，將導致到達后續(xù)失配點的測試信號偏小,，從而影響對后續(xù)失配點反射系數的計算精度,；這被稱作多重失配的掩蔽現象。如果測試信號在DUT傳輸過程中無損耗的傳輸,，那么可根據之前時刻接收到的反射信號推算到達DUT后續(xù)部分的實際入射信號,，從而解決上述問題；但如果測試信號在DUT傳輸過程中存在較大的損耗或旁路泄漏,，使用此法不可獲得真實入射信號值,，反而可能引起更大的精度問題。

上圖為某存在兩段阻抗失配的傳輸線TDR測試結果,。在未啟用掩蔽補償時,，可觀察到在光標標識的位置存在阻抗失配現象；但時域上在第一個阻抗失配點(由光標1標識)之后的入射波電壓下降,，導致根據后續(xù)的反射波電壓計算的后續(xù)失配點阻抗(由光標2標識)存在誤差,。此外,，后續(xù)反射波在多個失配點處多次反射,，導致反射波部分功率延后到達測試端口，因此可觀察到在每一段失配后存在錯誤的失配鏡像(由紅色方框標識),。

在啟用多重失配掩蔽補償功能后,，可消除因掩蔽現象導致的誤差；使用光標讀出各段的阻抗值及所在位置,，并根據阻抗變化情況判斷故障類型,。在上圖中可讀出在距離校準參考面(或夾具端口)后約300mm及650mm處分別存在阻抗約為20,、75Ω的失配段。

在進行實際系統設計修正之前,，可利用TDR的時域門控功能對時域響應進行帶阻濾波,，以模擬某一部分故障排除后的系統頻域響應；或對時域響應進行帶通濾波,，分析某一故障對系統頻域響應的影響,。TDR時域門控的基本原理是在時域上進行濾波，然后再將其變換到頻域,；而VNA方案中可直接在頻域上與濾波器進行卷積實現時域門控效果,。

由于濾波器通帶紋波、截止速率與旁瓣電平對時域門控效果存在一定影響,，因此才使用窗函數法進行濾波器設計時,，可對窗函數參數進行適當配置，以獲得理想的門控效果,。

此外,，由于在時域濾波前的時域響應受到多重失配掩蔽現象的影響，時域門控并不能*得到理想的頻域響應,。例如,，在保留時間軸左側較嚴重的失配點，并對后續(xù)的失配點時域位置進行帶阻濾波時,；由于后續(xù)失配點處的時域響應受到掩蔽現象的影響,，故所得的頻域響應與理想值相比可能存在較大偏差。

為展示時域門控功能在測試中的應用,，現將對某傳輸線上添加兩個旁路電容,，對其進行TDR測量所得結果如下圖(a), (b)所示。為獲得第一個旁路電容對傳輸線頻率響應的影響,，或者模擬消除第二個旁路電容影響后的系統響應,，對第二個失配點(光標2標識處)執(zhí)行時域帶阻選通，所得頻率響應如下圖(c)所示,。

利用TDR的時域傳輸測量功能可對數字信號傳輸系統性能進行測試與分析，同樣是TDR的重要應用場景,。在高速數字信號傳輸系統測試領域,，基于VNA的TDR方案通過傳輸S參數測量更容易在高頻段實現此功能。

在進行實際測量之前,，同樣需要對VNA進行校準,，根據傳輸系統輸入阻抗、輸出阻抗調整VNA測試端口阻抗,。如有必要使用夾具實現DUT連接,，應當對每個測試端口執(zhí)行夾具去嵌入,。如需分析傳輸系統物理長度，可配置傳輸系統內介質介電常數或傳播常數,。

為獲得最高的測量精度,，使用標準校準件對VNA測試端口進行SOLT或SOLR校準(全二端口校準)。

為分析數字信號傳輸性能,，采用低通階躍模式進行測試,；將時域響應以電壓或傳輸系數格式顯示，跡線顯示達到接收測試端口(夾具靠近DUT的端口)的時域信號,。利用光標可讀出信號傳輸延時及傳輸系統的物理長度(若介質介電常數或傳播常數被正確地配置),。

分析高速數字信號傳輸性能時，信號傳輸畸變是重要的測試內容,。在基于VNA的TDR方案中,，通過調整時域變換時應用的窗函數參數可模擬DUT對不同上升時間階躍激勵的響應，以實現對DUT在實際工作條件下性能的測試,。

為探究DUT傳輸性能導致的信號畸變,，可使用游標搜索中的上升時間搜索功能獲取傳輸端接收到的時域信號上升時間，結合激勵信號上升時間對信號畸變程度進行初步估計,，并預估DUT對傳輸信號抖動(jitter)最高容限以及特定碼率下碼間串擾的嚴重程度,。

下圖為使用基于VNA的TDR功能對某傳輸線的測試結果，激勵階躍信號上升時間為120ps,。從測試結果可觀察到由于傳輸系統的高頻衰減較大,，傳輸信號的上升時間明顯變長；當傳輸數字信號比特率高于傳輸信號上升時間的倒數,，將產生嚴重的碼間串擾問題,。此外，在時域測量結果中還能觀察到明顯的上升沿畸變現象,，可用于初步估計信號傳輸質量,。

若測試所得的傳輸系統性能不能達到設計要求，為減少設計與測試成本,，通?？紤]在不重新進行系統設計的前提下，對原系統輸入或輸出端級聯一個補償網絡,，以改善其傳輸效果,。對于高速數字信號傳輸系統而言，傳輸信號發(fā)生畸變的主要原因在于信號高頻分量的衰減強于低頻分量,；在此情形下,，對高頻分量進行增益補償是在頻域上改善其性能的常用方法,。在輸入端,，可采用預加重技術預先放大輸入數字信號高頻分量,；在輸出端，可級聯一個高通濾波器實現信號各頻率分量的增益均衡,。

基于VNA的TDR方案很容易實現預加重與增益均衡濾波這樣的頻域補償仿真,，只需給出主要技術參數即可通過仿真分析不同補償策略下的系統修正效果。

信號完整性分析也是高速數字傳輸系統測試的重要內容之一,。利用基于VNA的TDR方案同樣的原理,，將DUT頻域響應變換到時域，得到DUT的單位沖激響應,；計算DUT在任意輸入下的零狀態(tài)響應,，從而繪制在指符號率、指碼型的輸入情形下的眼圖,。利用眼圖可更直觀地分析信號傳輸中的噪聲,、抖動、碼間串擾等問題,。

圖4-9 VNA-TDR增益均衡仿真配置

圖4-10 VNA-TDR方案的擴展——眼圖測試