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科士達(dá)蓄電池6-FM-200 12V200AH供應(yīng)報價
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對于探討反激電源以及變壓器這個話題,，我猶豫了很久。由于關(guān)于反激的話題大家討論了很多很多,，這個話題已經(jīng)被討論的非常透徹了,。關(guān)于反激電源的參數(shù)設(shè)計也有多篇文章總結(jié)。還有熱心的網(wǎng)友,，根據(jù)計算過程,，自己編寫了軟件或電子表格把計算做的傻瓜化。但我也留意到,，幾乎天天都會出現(xiàn)關(guān)于反激設(shè)計過程出現(xiàn)題目而求助的帖子,，所以,，思量再三，我決定還是再一次提出這個話題!我不知道我是否能寫出一些有新意的東西,，但我會盡力往寫好,。不期看能進(jìn)高手的法眼，?？茨芙o進(jìn)門者一些幫助,。
縱觀電源市場，沒有哪一個拓?fù)淠芟穹醇る娐纺敲雌占?，可見反激電源在電源設(shè)計中具有不可替換的地位,。說句不算夸張的話，把反激電源設(shè)計*搞透了,，哪怕其他的拓?fù)湟稽c(diǎn)不懂,，在職場上找個月薪10K的工作也不是什么難事。
提綱
1,、反激電路是由buck-booST拓?fù)溲葑兌鴣?，先分析一下buck-boost電路的工作過程。
工作時序說明：
t0時刻,，Q1開通,，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸進(jìn)電壓作用下線性上升,。
t1時刻,，Q1關(guān)斷，由于電感電流不能突變,，所以,，電感電流通過D1，向C1充電,。并在C1兩端電壓作用下,，電流下降。
t2時刻,，Q1開通,，開始一個新的周期。
從上面的波形圖中,，我們可以看到,，在整個工作周期中，電感L1的電流都沒有到零,。所以,，這個工作模式是電流連續(xù)的CCM模式，又叫做能量不*轉(zhuǎn)移模式。由于電感中的儲能沒有*開釋,。
從工作過程我們也可以知道,，這個拓?fù)淠芰總鬟f的方式是，在MOS管開通時,，向電感中儲存能量,，MOS管關(guān)斷時，電感向輸出電容開釋能量,。MOS管不直接向負(fù)載傳遞能量,。整個能量傳遞過程是先儲存再開釋的過程。整個電路的輸出能力,，取決于電感的儲存能力,。我們還要留意到，根據(jù)電流活動的方向,，可以判定出,，在輸進(jìn)輸出共地的情況下，輸出的電壓是負(fù)電壓,。
MOS管開通時,，電感L1承受的是輸進(jìn)電壓，MOS關(guān)斷時,，電感L1承受的是輸出電壓,。那么，在穩(wěn)態(tài)時,，電路要保證電感不進(jìn)進(jìn)飽和,，必定要保證電感承受的正向和反向的伏秒積的平衡。那么：
Vin×(t1-t0)=Vout×(t2-t1),，假如整個工作周期為T，占空比為D,，那么就是：Vin×D=Vout×(1-D)
那么輸出電壓和占空比的關(guān)系就是：Vout=Vin×D/(1-D)
同時,，我們留意看MOS管和二極管D1的電壓應(yīng)力，都是Vin+Vout
另外,，由于是CCM模式,，所以從電流波形上可以看出來，二極管存在反向恢復(fù)題目,。MOS開通時有電流尖峰,。
上面的工作模式是電流連續(xù)的CCM模式。在原圖的基礎(chǔ)上,，把電感量降低為80uH,，其他參數(shù)不變，仿真看穩(wěn)態(tài)的波形如下：
t0時刻，Q1開通,，那么D1承受反向電壓截止,，電感電流在輸進(jìn)電壓作用下從0開始線性上升。
t1時刻,，Q1關(guān)斷,，由于電感電流不能突變，所以,，電感電流通過D1,，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下,，電流下降,。
t2時刻，電感電流和二極管電流降到零,。D1截止,，MOS的結(jié)電容和電感開始發(fā)生諧振。所以可以看見MOS的Vds電壓出現(xiàn)周期性的振蕩,。
t3時刻,，Q1再次開通，進(jìn)進(jìn)一個新的周期,。
在這個工作模式中,，由于電感電流會到零，所以是電流不連續(xù)的DCM模式,。有叫做能量*轉(zhuǎn)移模式,，由于電感中儲存的能量*轉(zhuǎn)移到了輸出端。而二極管由于也工作在DCM狀態(tài),，所以沒有反向恢復(fù)的題目,。 但是我們應(yīng)該留意到，DCM模式的二極管,、電感和MOS漏極的峰值電流是大于上面的CCM模式的,。
需要留意的是在DCM下的伏秒積的平衡是：
Vin×(t1-t0)=Vout(t2-t1)
只是個波形的正反題目。就好象示波器的探頭和夾子假如反過來,，那么波形就倒過來,。
你留意看圖的右邊，看波形具體的定義是什么,。有的波形是兩個點(diǎn)相減出來的,。
看波形圖也要配合這原理圖來看的。
當(dāng)MOS開通的時候,，二極管D1承受著反壓,，是一個負(fù)的電壓,。MOS關(guān)斷的時候，二極管導(dǎo)通,，正向壓降很低二極管的反向恢復(fù),，和其工作時PN結(jié)的載流子的運(yùn)動有關(guān)系。DCM時,，由于二極管已經(jīng)沒有電流流過了,，內(nèi)部載流子已經(jīng)完成了復(fù)合過程。所以不存在反向回復(fù)題目,。會有一點(diǎn)點(diǎn)反向電流,，不過那是結(jié)電容造成的。
在CCM和DCM模式有個過渡的狀態(tài),，叫CRM,，就是臨界模式。這個模式就是電感電流恰好降到零的時候,，MOS開通,。這個方式就是DCM向CCM過渡的臨界模式。CCM在輕載的時候,，會進(jìn)進(jìn)DCM模式的,。CRM模式可以避免二極管的反向恢復(fù)題目。同時也能避免深度DCM時,，電流峰值很大的缺點(diǎn),。要保持電路一直工作在CRM模式，需要用變頻的控制方式,。
我還留意到,，在DCM模式，電感電流降到零以后,，電感會和MOS的結(jié)電容諧振,，給MOS結(jié)電容放電。那么,，是不是可以有種工作方式是當(dāng)MOS結(jié)電容放電到zui低點(diǎn)的時候,，MOS開通進(jìn)進(jìn)下一個周期，這樣就可以降低MOS開通的損耗了,。答案是肯定的。這種方式就叫做準(zhǔn)諧振,，QR方式,。也是需要變頻控制的。不管是PWM模式,，CRM模式,，QR模式,，現(xiàn)在都有豐富的控制IC可以提供用來設(shè)計。
2,、那么我們常說,，反激flyback電路是從buck-boost電路演變而來，究竟是如何從buck-boost拓?fù)溲葑兂龇醇lyback拓?fù)涞哪?請看下面的圖：
這是基本的buck-boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),。下面我們把MOS管和二極管的位置改變一下,，都挪到下面來。變成如下的電路結(jié)構(gòu),。這個電路和上面的電路是*等效的,。
接下來，我們把這個電路,，從A,、B兩點(diǎn)斷開，然后在斷開的地方接進(jìn)一個變壓器,，得到下圖：
為什么變壓器要接在這個地方?由于buck-boost電路中,，電感上承受的雙向伏秒積是相等的，不會導(dǎo)致變壓器累積偏磁,。我們留意到,，變壓器的低級和基本拓?fù)渲械碾姼惺遣⒙?lián)關(guān)系，那么可以將變壓器的勵磁電感和這個電感合二為一,。另外,，把變壓器次級輸出調(diào)整一下，以適應(yīng)閱讀習(xí)慣,。得到下圖：
這就是zui典型的隔離flyback電路了,。由于變壓器的工作過程是先儲存能量后開釋，而不是僅僅擔(dān)負(fù)傳遞能量的角色,。故而這個變壓器的本質(zhì)是個耦合電感,。采用這個耦合電感來傳遞能量，不僅可以實(shí)現(xiàn)輸進(jìn)與輸出的隔離,，同時也實(shí)現(xiàn)了電壓的變換,，而不是僅僅靠占空比來調(diào)節(jié)電壓。
由于此耦合電感并非理想器件,，所以存在漏感,，而實(shí)際線路中也會存在雜散電感。當(dāng)MOS關(guān)斷時,，漏感和雜散電感中的能量會在MOS的漏極產(chǎn)生很高的電壓尖峰,，從而會導(dǎo)致器件的損壞。故而,，我們必須對漏感能量進(jìn)行處理,，zui常見的就是增加一個RCD吸收電路,。用C來暫存漏感能量，用R來耗散之,。
下面先讓我們仿真一下反激flyback電路的工作過程,。在使用耦合電感仿真的時候，我們需要知道saber中,，耦合電感怎么用,。簡單的辦法，就是選擇一個理想的線性變壓器,，然后設(shè)置其電感量來仿真,。還有一個辦法，就是利用耦合電感K這個模型來仿真,。下圖是我們用來仿真的電路圖,，為了讓大家能看到元件參數(shù)的設(shè)置，我把所有元件的關(guān)鍵參數(shù)都顯示出來了,。還有,，由于仿真的需要，我把輸進(jìn)和輸出共地,，實(shí)際電路當(dāng)然是隔離的,。
細(xì)心的朋友可能會留意到，變壓器的低級電感量是202uH,，參與耦合的卻只有200uH,，那么有2uH是漏感。次級是50uH,，沒有漏感,。變壓器的電感比是200：50，那么意味著變壓器的匝比NP/NS=2：1設(shè)定瞬態(tài)掃描,，時間10ms,，步長10ns，看看穩(wěn)態(tài)時的波形吧：
下面先簡單敘述其工作原理：
t0時刻,，MOS開通,。變壓器低級電流在輸進(jìn)電壓的作用下，線性上升,，上升速率為Vin/l1,。變壓器低級電壓感應(yīng)到次級，整流二極管反向截止,。二極管承受反壓為Vin/(NP/NS)+Vout,。
t1時刻，MOS關(guān)斷,。 變壓器低級電流被強(qiáng)制關(guān)斷,。我們知道電感電流是不能突變的，而現(xiàn)在MOS要強(qiáng)制關(guān)斷低級電流,，那么低級電感就會在MOS關(guān)斷過程中,，在低級側(cè)產(chǎn)生一個感應(yīng)電動勢。根據(jù)電磁感應(yīng)定律,，我們知道,，這個感應(yīng)電動勢在原理圖中是下正上負(fù)的。這個感應(yīng)電動勢通過變壓器的繞組耦合到次級,，由于次級的同名端和低級是反的,。所以次級的感應(yīng)電動勢是上正下負(fù),。當(dāng)次級的感應(yīng)電動勢達(dá)到輸出電壓時，次級整流二極管導(dǎo)通。低級電感在MOS開通時儲存的能量,，通過磁芯耦合到次級電感，然后通過次級線圈開釋到次級輸出電容中,。在向輸出電容中轉(zhuǎn)移能量的過程中,，由于次級輸出電容容量很大，電壓基本不變,，所以次級電壓被箝位在輸出電壓Vout,，那么由于磁芯繞組電壓是按匝數(shù)的比例關(guān)系，所以此時低級側(cè)的電壓也被箝位在Vout/(NS/NP),，這里為了簡化分析,，我們忽略了二極管的正向?qū)▔航怠?/p>
現(xiàn)在我們引進(jìn)一個非常重要的概念，反射電壓Vf,。反射電壓Vf就是次級繞組在向次級整流后的輸出電容轉(zhuǎn)移能量時,，把次級輸出電壓按照初次級繞組的匝數(shù)比關(guān)系反射到低級側(cè)繞組的電壓，數(shù)值為:Vf=(Vout+Vd)/(NS/NP),，式中,，Vd是二極管的正向?qū)▔航怠Ｔ诒纠?，Vout約為20V,，Vd約為1V，NP/NS=2,，那么反射電壓約為42V,。從波形圖上可以證實(shí)這一點(diǎn)。那么我們從原理圖上可以知道,，此時MOS的承受的電壓為Vin+Vf,。
也有朋友留意到了，在MOS關(guān)斷的時候,，Vds的波形顯示,，MOS上的電壓遠(yuǎn)超過Vin+Vf!這是怎么回事呢?這是由于,，我們的這個例子中，變壓器的低級有漏感,。漏感的能量是不會通過磁芯耦合到次級的,。那么MOS關(guān)斷過程中，漏感電流也是不能突變的,。漏感的電流變化也會產(chǎn)生感應(yīng)電動勢,，這個感應(yīng)電動勢由于無法被次級耦合而箝位，電壓會沖的很高,。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞,，所以我們在低級側(cè)加了一個RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲存在電容里,，然后通過R消耗掉,。當(dāng)然，這個R不僅消耗漏感能量,。由于在MOS關(guān)斷時,，所有繞組都共享磁芯中儲存的能量。實(shí)在,，留意看看,，低級配上RCD吸收電路，和次級整流濾波后帶一個電阻負(fù)載,，電路結(jié)構(gòu)*是相同的,。故而低級側(cè)這時候也像一個輸出繞組似的，只不過輸出的電壓是Vf,，那么Vf也會在RCD吸收回路的R上產(chǎn)生功率,。因此，低級側(cè)的RCD吸收回路的R不要取值太小,，以避免Vf在其上消耗過多的能量而降低效率,。t3時刻，MOS再次開通,，開始下一個周期,。那么現(xiàn)在有一個題目。在一個工組周期中,，我們看到,，低級電感電流隨著MOS的關(guān)斷是被強(qiáng)制關(guān)斷的。在MOS關(guān)斷期間,，低級電感電流為0,，電流是不連續(xù)的。那么，是不是我們的這個電路是工作在DCM狀態(tài)的呢?
在flyback電路中,，CCM和DCM的判定,，不是按照低級電流是否連續(xù)來判定的。而是根據(jù)初,、次級的電流合成來判定的,。只要初、次級電流不同是為零,，就是CCM模式。而假如存在初,、次級電流同時為零的狀態(tài),，就是DCM模式。介于二者之間的就是CRM過渡模式,。
所以根據(jù)這個我們從波形圖中可以看到,，當(dāng)MOS開通時，次級電流還沒有降到零,。而MOS開通時,，低級電流并不是從零開始上升，故而,，這個例子中的電路是工作在CCM模式的,。我們說過，CCM模式是能量不*轉(zhuǎn)移的,。也就是說,，儲存在磁芯中的能量是沒有*開釋的。但進(jìn)進(jìn)穩(wěn)態(tài)后,，每周期MOS開通時新增儲存能量是*開釋到次級的,。否則磁芯會飽和的。
在上面的電路中,，假如我們增大輸出負(fù)載的阻值,，降低輸出電流，可以是電路工作模式進(jìn)進(jìn)到DCM狀態(tài),。為了使輸出電壓保持不變,，MOS的驅(qū)動占空比要降低一點(diǎn)。其他參數(shù)保持不變,。
同樣,，設(shè)定瞬態(tài)掃描，時間10ms,，步長10ns,，看看穩(wěn)態(tài)時的波形吧：
t0時刻，MOS開通，低級電流線性上升,。
t1時刻,，MOS關(guān)斷，低級感應(yīng)電動勢耦合到次級向輸出電容轉(zhuǎn)移能量,。漏感在MOS上產(chǎn)生電壓尖峰,。輸出電壓通過繞組耦合，按照匝比關(guān)系反射到低級,。這些和CCM模式時是一樣的,。這一狀態(tài)維持到t2時刻結(jié)束。
t2時刻,，次級二極管電流,，也就是次級電感電流降到了零。這意味著磁芯中的能量已經(jīng)*開釋了,。那么由于二管電流降到了零,，二極管也就自動截止了，次級相當(dāng)于開路狀態(tài),，輸出電壓不再反射回低級了,。由于此時MOS的Vds電壓高于輸進(jìn)電壓，所以在電壓差的作用下,，MOS的結(jié)電容和低級電感發(fā)生諧振,。諧振電流給MOS的結(jié)電容放電。Vds電壓開始下降,，經(jīng)過1/4之一個諧振周期后又開始上升,。由于RCD箝位電路的存在，這個振蕩是個阻尼振蕩,，幅度越來越小,。
t2到t3時刻，變壓器是不向輸出電容輸送能量的,。輸出*靠輸出的儲能電容來維持,。
t3時刻，MOS再次開通,，由于這之前磁芯能量已經(jīng)*開釋,，電感電流為零。所以低級的電流是從零開始上升的,。
從CCM模式和DCM模式的波形中我們可以看到二者波形的區(qū)別：
1,，變壓器低級電流，CCM模式是梯形波,，而DCM模式是三角波,。
2，次級整流管電流波形，CCM模式是梯形波,，DCM模式是三角波,。
3，MOS的Vds波形,，CCM模式,，在下一個周期開通前，Vds一直維持在Vin+Vf的平臺上,。而DCM模式,，在下一個周期開通前，Vds會從Vin+Vf這個平臺降下來發(fā)生阻尼振蕩,。
所以,，只要有示波器，我們就可以很輕易從波形上看出來反激電源是工作在CCM還是DCM狀態(tài),。
另外，從DCM的工作波形上,，我們也可以得到一些有意義的提示,。
例如，假如我們控制使次級繞組電流降到零的瞬間,，開通MOS進(jìn)進(jìn)下一個周期,。這樣可以有效利用占空比，降低低級電流峰值和RMS值,。
這種工作方式就是叫做CRM方式,。可以用變頻帶電流過零檢測的IC來控制,。例如L6561MC34262等,。
還有一種方式，就是次級電流過零后,，MOS結(jié)電容和低級電感諧振放電,，我們假如讓MOS在Vds降到zui低點(diǎn)的時候開通，那么可以有效降低容性開通造成的能量損失,。這種就是前面提到過的QR準(zhǔn)諧振模式,。這樣的控制IC現(xiàn)在也有很多。