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本文分析了移相PWM控制串聯(lián)諧振逆變器的實現(xiàn),。通過改變移相角來調(diào)節(jié)傳送給負(fù)載的功率,，對功率MOSFET輸出電容的影響，提出了一種控制方案以確保功率器件在各種負(fù)載條件下實現(xiàn)ZVS,，保證全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中MOSFET的柔性切換,，使開關(guān)頻率緊密地跟隨諧振頻率，使逆變器工作在功率因數(shù)接近1的準(zhǔn)諧振狀態(tài),。本文闡明了一種控制策略,，提出了在各種負(fù)載條件下獲得ZVS的實現(xiàn)方法。通過改變移相角進(jìn)行輸出功率的調(diào)節(jié),，改變開關(guān)頻率去確保ZVS狀態(tài),。設(shè)計者可以依據(jù)負(fù)載的不同要求及不同的應(yīng)用場**用該控制方法。
1 移相控制串聯(lián)諧振逆變器工作原理
全橋架構(gòu)的串聯(lián)諧振逆變器如圖1所示,。4個開關(guān)管S1～S4,，分別以50%的占空比開通，其中S1及S4為基準(zhǔn)臂開關(guān),，S2及S3為移相臂開關(guān),，每個橋臂上的功率管以180°的相位差開通與關(guān)斷，兩個橋臂開關(guān)的驅(qū)動信號之間相差一個相位角φ,，控制時序如圖2所示,。使輸出的正負(fù)交替電壓之間插入一個箝位到零點的電壓值，這樣只要改變相位角φ就可以相應(yīng)改變輸出電壓的有效值,，zui終達(dá)到調(diào)節(jié)輸出功率的目的,。當(dāng)采用移相調(diào)功方法時，電路的工作頻率變化較小,，具有良好的負(fù)載適應(yīng)性,。特別是當(dāng)負(fù)載阻抗具有較高品質(zhì)因數(shù)時，其調(diào)功范圍內(nèi)頻率變化更小[1],。
圖1 串聯(lián)諧振逆變器主電路
當(dāng)工作頻率在諧振頻率之上,，即負(fù)載呈現(xiàn)感性狀態(tài)，負(fù)載電流io落后于準(zhǔn)方波電壓vAB,，如圖2所示,。要實現(xiàn)功率管的零電壓開通，必須要有足夠的能量用來抽走將要開通的開關(guān)管的輸出電容上的電荷;并給同一橋臂要關(guān)斷的開關(guān)管的結(jié)電容充電。開關(guān)管輸出電容放電結(jié)束后二極管續(xù)流,，此時給出驅(qū)動信號,，開關(guān)管將在零電壓狀態(tài)開通。如果開關(guān)頻率緊跟諧振點頻率保持恒定,，由于φ角的增大,，負(fù)載電流在S3開通前變成正相，ZVS將不能實現(xiàn),。為了防止失去ZVS狀態(tài),，應(yīng)確保開關(guān)管輸出電容的*放電，所以控制器需要提高開關(guān)頻率,，在S3開通前去獲得更大的負(fù)相負(fù)載電流,。本系統(tǒng)利用了電路上的寄生元件，使得全橋架構(gòu)中的4個開關(guān)器件都能運行于零電壓切換,，不僅降低了切換損失與開關(guān)應(yīng)力,，也不象硬開關(guān)PWM那樣需要采用緩沖吸收電路[2]。
圖2 工作波形
2 移相控制串聯(lián)諧振逆變器的分析
系統(tǒng)的全橋架構(gòu)等效電路如圖3所示,。由圖3可知下列關(guān)系的存在：
負(fù)載因數(shù)Q=
;
特征阻抗Zo=
;
諧振頻率ω0=
;
頻率標(biāo)么值ωn=
(ωs為開關(guān)頻率),。
圖3 等效電路
準(zhǔn)方波電壓vAB，近似正弦波的負(fù)載電流io,。當(dāng)工作在諧振點之上,，可獲得ZVS，槽路電流以一定的相位α落后于槽路電壓,，如圖2所示,。相位滯后可表示為
α=arg(Zin)=arctan
(1)
式中：Zin為輸入阻抗。
在槽路電壓為正,，槽路電流為負(fù)的時刻,，相差β是決定ZVS實現(xiàn)的基本要素。獲得ZVS的βmin的數(shù)學(xué)表達(dá)式可以從以下電量分析中得到：槽路電流必須足夠大,，能使儲存在S3的能量qcoss釋放,，且在β范圍內(nèi)提供給S4能量，應(yīng)當(dāng)注意qcoss也是Vin儲存在輸出電容Coss中的能量,。根據(jù)這些電量之間的,，βmin可由式(2)得到[3]。
βmin=arccos
(2)
式中：Ip為負(fù)載峰值電流,。
所以實現(xiàn)ZVS所需的頻率是一個輸出電容電量與滿載電流之間的函數(shù);可獲得在失去ZVS狀態(tài)前所允許的zui大相移,，如式(3)所示。
φmax=2(α-βmin)(3)
圖4給出了針對不同負(fù)載值關(guān)于頻率標(biāo)么值ωn的幾條φmax曲線,。
圖4 不同負(fù)載下φmax與ωn的關(guān)系曲線
該曲線展示了假如使用理想開關(guān)器件Coss=0,，即βmin=0時,，對ZVS來講所允許的zui大相移。但對實際應(yīng)用來講,，βmin大于零,，φmax小于理想狀況。通過計算傳送給等效阻抗的功率可以得到輸出功率的表達(dá)式為
Pout=
Req(4)
標(biāo)稱輸出頻率表達(dá)式為
Pn=Pout
(5)
式(4)與式(5)聯(lián)立得
Pn=
Qcos2αcos2
(6)
對功率調(diào)節(jié)而言,，Q值的大小與所允許的zui大相移大小相對應(yīng),。倘若期望的輸出功率由給定的功率要求所限定，為保證功率的恒定,，在低Q值下工作時,，所需的相移角就可能比φmax大，這樣將會失去ZVS狀態(tài),。為減小βmin，增大φmax,，應(yīng)使環(huán)流能量盡量小,，所以，開關(guān)頻率應(yīng)盡可能接近諧振頻率,，在保證ZVS條件下,，可以通過工作在比諧振頻率略高的頻率級別，即通過使負(fù)載工作在感性條件下來解決,。
3 控制目標(biāo)及策略
本系統(tǒng)的控制目標(biāo)是,，調(diào)節(jié)輸出功率，并在各種負(fù)載條件下保持ZVS,。
對功率調(diào)節(jié)來講,，如果對于各種負(fù)載條件下，βmin已知,，一種利用開關(guān)頻率和移相的調(diào)功方法可以用式(1),、式(2)、式(3)和式(6)迭代后獲得,。因此,，本文提出了一種確保在各種負(fù)載條件下實現(xiàn)ZVS的控制策略，包含3種簡化控制實現(xiàn)的選擇,，即固定β相位控制;固定β時間控制與隨峰值電流補償β時間控制,。
zui簡單的實現(xiàn)方法是為適合于zui壞的負(fù)載狀況，即調(diào)節(jié)β為一個恒定的相位值βfixed,。βfixed是保證ZVS狀況下,，對負(fù)載變化范圍中所需要的βmin的zui大值，它可以通過式(2)獲得,。在保證ZVS的zui低Q值處將產(chǎn)生βmin的zui大值,，因為,，此時槽路電流zui小。給定Pn,，Q和βfixed,，可通過式(1)、式(3)和式(6)迭代獲得ωn和φ,。所選擇的Pn值應(yīng)當(dāng)是對于負(fù)載變化范圍中的zui大值,，從而減小環(huán)流能量損失。較大的Pn值意味著開關(guān)頻率將緊隨諧振點頻率和較大的Zo,。但這將導(dǎo)致大的開通率,，并減小了次級電容峰值電壓，從而允許低電壓等級的次級電容的應(yīng)用,。
分析表明,，固定β時間的調(diào)節(jié)較之固定β相位調(diào)節(jié)只是稍稍改善了逆變器的功率因數(shù)。對于固定相位控制來講,，α只是比固定時間控制略大,。隨著負(fù)載參數(shù)的增大，對固定相位控制來講tβ增大,，然而對于固定時間控制,，tβ和預(yù)期一樣保持恒量。因此,，固定時間控制對于tβ是理想的,，即tβfixed=βfixed/ωn。把歸一化時間轉(zhuǎn)化為實際的時間時,，tβ需要乘以
,。選擇一個較高的Pn是為了得到更高的歸一化頻率。因為逆變器將進(jìn)一步地工作在諧振點附近,。在這種狀態(tài)下的控制策略將確保ZVS,。
在此，我們選擇隨峰值電流補償β時間控制的方式,。tβ不再被一個固定的時間值而是由變化的時間策略所控制,。在這種實現(xiàn)方式下，隨著Q值的增大,，槽路峰值電流Ip會隨之增大,。對于更高的峰值電流tβ可能會減小，這個與負(fù)載峰值電流有的β可由式(2)體現(xiàn),。一個控制系統(tǒng)應(yīng)能實現(xiàn)隨著負(fù)載峰值電流的增大而自動減小tβfixed的初始值,。控制根據(jù)式(7)來實現(xiàn),。
tβ=tβfixed-KIp(7)
式中：Ip為峰值電流;
K為增益,。
圖5表示,，當(dāng)固定Q值時，采用峰值電流補償控制,，與固定時間或固定相位控制方法相比較,，功率因數(shù)有了進(jìn)一步的提高(α相對小),。
圖5 采用不同控制時
