提高功率密度已經(jīng)成為電源變換器的發(fā)展趨勢(shì),。為達(dá)到這個(gè)目標(biāo)，需要提高開(kāi)關(guān)頻率,，從而降低功率損耗,、系 統(tǒng)整體尺寸以及重量。對(duì)于當(dāng)今的開(kāi)關(guān)電源(SMPS)而言,，具有高可靠性也是非常重要的,。零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS) 或零電流開(kāi)關(guān)(ZCS) 拓?fù)湓试S采用高頻開(kāi)關(guān)技術(shù)，可以 大限度地降低開(kāi)關(guān)損耗,。ZVS拓?fù)湓试S工作在高頻開(kāi) 關(guān)下,，能夠改善效率，能夠降低應(yīng)用的尺寸,，還能夠降 低功率開(kāi)關(guān)的應(yīng)力,，因此可以改善系統(tǒng)的可靠性。LLC 諧振半橋變換器因其自身具有的多種優(yōu)勢(shì)逐漸成為一種 主流拓?fù)?。這種拓?fù)涞玫搅藦V泛的應(yīng)用,，包括服務(wù) 器、平板顯示器電源的應(yīng)用,。但是,，包含有LLC諧振半 橋的ZVS橋式拓?fù)洌枰粋€(gè)帶有反向快速恢復(fù)體二極 管的MOSFET,，才能獲得更高的可靠性,。

在功率變換市場(chǎng)中,，尤其對(duì)于通信/服務(wù)器電源應(yīng)用，不 斷提高功率密度和追求更率已經(jīng)成為具挑戰(zhàn)性的 議題,。對(duì)于功率密度的提高,，普遍方法就是提高開(kāi)關(guān) 頻率，以便降低無(wú)源器件的尺寸,。零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS)拓 撲因具有極低的開(kāi)關(guān)損耗,、較低的器件應(yīng)力而允許采用 高開(kāi)關(guān)頻率以及較小的外形，從而越來(lái)越受到青睞 ,。這些諧振變換器以正弦方式對(duì)能量進(jìn)行處理,，開(kāi) 關(guān)器件可實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)閉，因此可以大大地降低開(kāi)關(guān)損耗和 噪聲,。在這些拓?fù)渲?，相移ZVS全橋拓?fù)湓谥小⒏吖β?應(yīng)用中得到了廣泛采用,，因?yàn)榻柚β蔒OSFET的等效 輸出電容和變壓器的漏感可以使所有的開(kāi)關(guān)工作在ZVS 狀態(tài)下,，無(wú)需額外附加輔助開(kāi)關(guān)。然而,，ZVS范圍非常 窄,，續(xù)流電流消耗很高的循環(huán)能量。近來(lái),，出現(xiàn)了關(guān)于 相移全橋拓?fù)渲泄β蔒OSFET失效問(wèn)題的討論,。這種 失效的主要原因是：在低反向電壓下，MSOFET體二極 管的反向恢復(fù)較慢,。另一失效原因是：空載或輕載情況 下,，出現(xiàn)Cdv/dt直通。在LLC諧振變換器中的一個(gè)潛在 失效模式與由于體二極管反向恢復(fù)特性較差引起的直通 電流相關(guān),。即使功率MOSFET的電壓和電流處于安全工作區(qū)域,，反向恢復(fù)dv/dt和擊穿dv/dt也會(huì)在如啟動(dòng)、 過(guò)載和輸出短路的情況下發(fā)生,。 

LLC諧振半橋變換器 

LLC諧振變換器與傳統(tǒng)諧振變換器相比有如下優(yōu)勢(shì)：

■寬輸出調(diào)節(jié)范圍,，窄開(kāi)關(guān)頻率范圍 

■?即使空載情況下，可以保證ZVS 

■?利用所有的寄生元件,，來(lái)獲得ZVS

LLC諧振變換器可以突破傳統(tǒng)諧振變換器的局限,。正是 由于這些原因，LLC諧振變換器被廣泛應(yīng)用在電源供電 市場(chǎng),。LLC諧振半橋變換器拓?fù)淙鐖D1所示,，其典型波 形如圖2所示。圖1中，諧振電路包括電容Cr和兩個(gè)與之 串聯(lián)的電感Lr和Lm,。作為電感之一,，電感Lm表示變壓器 的勵(lì)磁電感，并且與諧振電感Lr和諧振電容Cr共同形成 一個(gè)諧振點(diǎn),。重載情況下,，Lm會(huì)在反射負(fù)載RLOAD的作用 下視為*短路，輕載情況下依然保持與諧振電感Lr串 聯(lián),。因此,，諧振頻率由負(fù)載情況決定,。Lr 和Cr決定諧振 頻率fr1,，Cr和兩個(gè)電感Lr 、Lm決定第二諧振頻率fr2,，隨 著負(fù)載的增加,，諧振頻率隨之增加。諧振頻率在由變壓 器和諧振電容Cr決定的大值和小值之間變動(dòng),，如公 式1,、2所示。

LLC諧振變換器的失效模式 

啟動(dòng)失效模式 

圖3和圖4給出了啟動(dòng)時(shí)功率MOSFET前五個(gè)開(kāi)關(guān)波形,。 在變換器啟動(dòng)開(kāi)始前,，諧振電容和輸出電容剛好*放電。與正常工作狀況相比,，在啟動(dòng)過(guò)程中,，這些空電容會(huì)使低端開(kāi)關(guān)Q2的體二極管深度導(dǎo)通。因此流經(jīng)開(kāi)關(guān) Q2體二極管的反向恢復(fù)電流非常高,，致使當(dāng)開(kāi)關(guān) Q1導(dǎo)通時(shí)足夠引起直通問(wèn)題,。啟動(dòng)狀態(tài)下，在體二極管 反向恢復(fù)時(shí),，非?？赡馨l(fā)生功率MOSFET的潛在失效。 圖5給出了LLC諧振半橋變換器啟動(dòng)時(shí)的簡(jiǎn)化波形,。

圖6給出了可能出現(xiàn)潛在器件失效的工作模式,。在t0~t1時(shí) 段，諧振電感電流Ir變?yōu)檎?。由于MOSFET Q1處于導(dǎo)通 狀態(tài),，諧振電感電流流過(guò)MOSFET Q1 溝道。當(dāng)Ir開(kāi)始上 升時(shí),，次級(jí)二極管D1導(dǎo)通,。因此，式3給出了諧振電感 電流Ir的上升斜率,。因?yàn)閱?dòng)時(shí)vc(t)和vo(t)為零,，所有的 輸入電壓都施加到諧振電感Lr的兩端,。這使得諧振電流劇增。 

在t1~ t 2時(shí)段,，MOSFET Q1門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)關(guān)斷,，諧振電感 電流開(kāi)始流經(jīng)MOSFET Q2的體二極管，為MOSFET Q2產(chǎn)生 ZVS條件,。這種模式下應(yīng)該給MOSFET Q2施門(mén)極信號(hào),。由 于諧振電流的劇增，MOSFET Q2體二極管中的電流比正 常工作狀況下大很多,。導(dǎo)致了MOSFET Q2的P-N結(jié)上存儲(chǔ) 更多電荷,。 

在t2~t3時(shí)段，MOSFET Q2施加門(mén)極信號(hào),，在t0~t1時(shí)段 劇增的諧振電流流經(jīng)MOSFET Q2溝道,。由于二極管D1 依然導(dǎo)通，該時(shí)段內(nèi)諧振電感的電壓為：,。該電壓使得諧振電流ir(t)下降,。然而，很小,，并不足以在這個(gè)時(shí)間段 內(nèi)使電流反向,。在t3時(shí)刻，MOSFET Q2電流依然從源 極流向漏極,。另外,，MOSFET Q2的體二極管不會(huì)恢復(fù)，因?yàn)槁┰礃O之間沒(méi)有反向電壓,。下式給出了諧振 電感電流Ir的上升斜率：

在t3~t4時(shí)段,，諧振電感電流經(jīng)MOSFET Q2體二極管續(xù) 流。盡管電流不大,，但依然給MOSFET Q2的P-N結(jié)增加 儲(chǔ)存電荷,。

在t4~t5時(shí)段，MOSFET Q1通道導(dǎo)通,，流過(guò)非常大的直 通電流,，該電流由MOSFET Q2體二極管的反向恢復(fù)電 流引起。這不是偶然的直通,，因?yàn)楦?、低端MOSFET正 常施加了門(mén)極信號(hào)；如同直通電流一樣,，它會(huì)影響到該 開(kāi)關(guān)電源,。這會(huì)產(chǎn)生很大的反向恢復(fù)dv/dt，有時(shí)會(huì)擊穿 MOSFET Q2。這樣就會(huì)導(dǎo)致MOSFET失效,，并且當(dāng)采 用的MOSFET體二極管的反向恢復(fù)特性較差時(shí),，這種失 效機(jī)理將會(huì)更加嚴(yán)重。 

過(guò)載失效模式

圖7給出了不同負(fù)載下LLC諧振變換器的直流增益特性 曲線(xiàn),。根據(jù)不同的工作頻率和負(fù)載可以分為三個(gè)區(qū)域,。 諧振頻率fr1的右側(cè)（藍(lán)框）表示ZVS區(qū)域，空載時(shí)小 第二諧振頻率fr2的左側(cè)（紅框）表示ZCS區(qū)域,，fr1和fr2 之間的可能是ZVS或者ZCS,，由負(fù)載狀況決定。所以紫 色的區(qū)域表示感性負(fù)載,，粉色的區(qū)域表示容性負(fù)載,。圖 8給出了感性和容性負(fù)載下簡(jiǎn)化波形。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率 fs<fr2,，諧振電路的輸入阻抗為容性,。因此,，諧振電路電 流超前于MOSFET兩端電壓的基波分量,；MOSFET電流 在其開(kāi)通后為正，在其關(guān)斷前為負(fù),。 

MOSFET在零電流處關(guān)斷,。在MOSFET開(kāi)通前，電流流 過(guò)另一個(gè)MOSFET的體二極管,。當(dāng)MOSFET開(kāi)關(guān)開(kāi)通,， 另一個(gè)MOSFET體二極管的反向恢復(fù)應(yīng)力很大。由于大 反向恢復(fù)電流尖峰不能夠流過(guò)諧振電路,，它將流過(guò)另一個(gè)MOSFET,。這就會(huì)產(chǎn)生很大的開(kāi)關(guān)損耗，并且電流和 電壓尖峰能夠造成器件失效,。因此,，變換器需要避免工 作在這個(gè)區(qū)域。 

對(duì)于開(kāi)關(guān)頻率fs>fr1,，諧振電路的輸入阻抗為感性,。 MOSFET電流在開(kāi)通后為負(fù)，關(guān)斷前為正,。MOSFET開(kāi) 關(guān)在零電壓處開(kāi)通,。因此，不會(huì)出現(xiàn)米勒效應(yīng)從而使開(kāi) 通損耗小化,。MOSFET的輸入電容不會(huì)因米勒效應(yīng)而 增加,。而且體二極管的反向恢復(fù)電流是正弦波形的一部 分，并且當(dāng)開(kāi)關(guān)電流為正時(shí)，會(huì)成為開(kāi)關(guān)電流的一部 分,。因此,，通常ZVS優(yōu)于ZCS，因?yàn)樗梢韵煞聪?恢復(fù)電流,、結(jié)電容放電引起的主要的開(kāi)關(guān)損耗和應(yīng)力,。 

圖9給出了過(guò)載情況下工作點(diǎn)移動(dòng)軌跡。變換器正常工 作在ZVS區(qū)域,，但過(guò)載時(shí),，工作點(diǎn)移動(dòng)到ZCS區(qū)域，并 且串聯(lián)諧振變換器特性成為主導(dǎo),。過(guò)載情況下,，開(kāi)關(guān)電 流增加，ZVS消失,，Lm被反射負(fù)載RLOAD*短路,。

這種情況通常會(huì)導(dǎo)致變換器工作在ZCS區(qū)域。ZCS（諧振 點(diǎn)以下）嚴(yán)重的缺點(diǎn)是：開(kāi)通時(shí)為硬開(kāi)關(guān),，從而導(dǎo)致 二極管反向恢復(fù)應(yīng)力,。此外，還會(huì)增加開(kāi)通損耗,，產(chǎn)生 噪聲或EMI,。 

二極管關(guān)斷伴隨非常大的dv/dt，因此在很大的di/dt條件 下,，會(huì)產(chǎn)生很高的反向恢復(fù)電流尖峰,。這些尖峰會(huì)比穩(wěn) 態(tài)開(kāi)關(guān)電流幅值大十倍以上。該大電流會(huì)使MOSFET損 耗大大增加,、發(fā)熱嚴(yán)重,。MOSFET結(jié)溫的升高會(huì)降低其 dv/dt的能力。在情況下,，損壞MOSFET,，使整個(gè)系 統(tǒng)失效。在特殊應(yīng)用中,，負(fù)載會(huì)從空載突變到過(guò)載,，為 了能夠保持系統(tǒng)可靠性，系統(tǒng)應(yīng)該能夠在更惡劣的工作 環(huán)境中運(yùn)行,。

圖10和圖11給出了過(guò)載時(shí)功率MOSFET開(kāi)關(guān)波形,。電流 尖峰發(fā)生在開(kāi)通和關(guān)斷的瞬間?？梢员徽J(rèn)作是一種“暫 時(shí)直通”,。圖12給出了過(guò)載時(shí)LLC諧振變換器的簡(jiǎn)化波 形,，圖13給出了可能導(dǎo)致器件潛在失效問(wèn)題的工作模式。

在t0 ~ t1時(shí)段,，Q1導(dǎo)通,，諧振電感電流Ir為正。由于 MOSFET Q1處于導(dǎo)通狀態(tài),，諧振電流流過(guò)MOSFET Q1 溝道,，次級(jí)二極管D1導(dǎo)通。Lm不參與諧振,，Cr與Lr諧 振,。能量由輸入端傳送到輸出端。 

在t1 ~ t2時(shí)段,，Q1門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)開(kāi)通,，Q2關(guān)斷，輸出電 流在t1時(shí)刻為零,。兩個(gè)電感電流Ir 和 Im相等,。次級(jí)二極 管都不導(dǎo)通，兩個(gè)輸出二極管反向偏置,。能量從輸出電 容而不是輸入端往外傳輸,。因?yàn)檩敵龆伺c變壓器隔離， Lm與Lr串聯(lián)參與諧振,。 

在t2 ~ t3時(shí)段,，MOSFET Q1 依然施加門(mén)極信號(hào)，Q2關(guān) 斷,。在這個(gè)時(shí)段內(nèi)，諧振電感電流方向改變,。電流從 MOSFET Q2的源極流向漏極,。D2開(kāi)始導(dǎo)通，D1反向偏 置,，輸出電流開(kāi)始增加,。能量回流到輸入端。 

在t3 ~ t4時(shí)段,，關(guān)斷MOSFET Q1和Q2的門(mén)極信號(hào),，諧振 電感電流開(kāi)始流過(guò)MOSFET Q2的體二極管，這就為 MOSFET Q1創(chuàng)造了ZCS條件,。 

在t4 ~ t5時(shí)段,，MOSFET Q2開(kāi)通，流過(guò)一個(gè)很大的直通 電流,，該電流由MOSFET Q1體二極管的反向恢復(fù)電流 產(chǎn)生,。這不是偶然的直通,，因?yàn)楦摺⒌投薓OSFET正常 施加了門(mén)極信號(hào),；有如直通電流一樣,，它會(huì)影響到該開(kāi) 關(guān)電源。這會(huì)形成很高的反向恢復(fù)dv/dt,，時(shí)常會(huì)擊穿 MOSFET Q2,。這樣就會(huì)導(dǎo)致MOSFET失效，當(dāng)使用的 MOSFET體二極管的反向恢復(fù)特性較差時(shí),，這種失效機(jī) 理會(huì)更加嚴(yán)重,。 

短路失效模式

壞情況為短路。短路時(shí),，MOSFET導(dǎo)通電流非常高 （理論上無(wú)限高）,，頻率也會(huì)降低。當(dāng)發(fā)生短路時(shí),，諧 振回路中Lm被旁路,。LLC諧振變換器可以簡(jiǎn)化為由Cr和 Lr組成的諧振電路，因?yàn)镃r只與Lr發(fā)生諧振,。因此圖12 省略了t1 ~ t2時(shí)段,，短路時(shí)次級(jí)二極管在CCM模式下連續(xù) 導(dǎo)通。短路狀態(tài)下工作模式幾乎與過(guò)載狀態(tài)下一樣,，但 是短路狀態(tài)更糟糕,，因?yàn)榱鹘?jīng)開(kāi)關(guān)體二極管的反向恢復(fù) 電流更大。

圖14和圖15給出了短路時(shí)功率MOSFET的開(kāi)關(guān)波形,。短 路的波形與過(guò)載下的波形類(lèi)似,，但是其電流的等級(jí)更 高，MOSFET結(jié)溫度更高,，更容易失效,。

功率MOSFET失效機(jī)理 

體二極管反向恢復(fù)dv/dt 

二極管由通態(tài)到反向阻斷狀態(tài)的開(kāi)關(guān)過(guò)程稱(chēng)為反向恢 復(fù)。圖16給出了MOSFET體二極管反向恢復(fù)的波形,。首 先體二極管正向?qū)?，持續(xù)一段時(shí)間。這個(gè)時(shí)段中,，二 極管P-N結(jié)積累電荷,。當(dāng)反向電壓加到二極管兩端時(shí)， 釋放儲(chǔ)存的電荷,，回到阻斷狀態(tài),。釋放儲(chǔ)存電荷時(shí)會(huì)出 現(xiàn)以下兩種現(xiàn)象：流過(guò)一個(gè)大的反向電流和重構(gòu)。在該 過(guò)程中,，大的反向恢復(fù)電流流過(guò)MOSFET的體二極管,， 是因?yàn)镸OSFET的導(dǎo)通溝道已經(jīng)切斷,。一些反向恢復(fù)電 流從N+源下流過(guò)。 

如圖18和圖19所示,，Rb表示一個(gè)小電阻,。基本上,，寄生 BJT的基極和發(fā)射極被源極金屬短路,。因此，寄生BJT 不能被激活,。然而實(shí)際中,，這個(gè)小電阻作為基極電阻， 當(dāng)大電流流過(guò)Rb時(shí),，Rb產(chǎn)生足夠的壓降使寄生BJT基極發(fā)射極正向偏置,，觸發(fā)寄生BJT。一旦寄生BJT開(kāi)通,， 會(huì)產(chǎn)生一個(gè)熱點(diǎn),，更多的電流將涌入該點(diǎn)。負(fù)溫度系數(shù) 的BJT會(huì)使流過(guò)的電流越來(lái)越高,。終導(dǎo)致器件失效,。 圖17給出了體二極管反向恢復(fù)時(shí)MOSFET失效波形。電 流等級(jí)超過(guò)反向恢復(fù)電流峰值Irm時(shí)正好使器件失效,。這 意味著峰值電流觸發(fā)了寄生BJT,。圖20和圖21給出了由 體二極管反向恢復(fù)引起芯片失效的燒毀標(biāo)記。燒毀點(diǎn)是 芯片脆弱的點(diǎn),，很容易就會(huì)形成熱點(diǎn),，或者需要恢復(fù) 過(guò)多儲(chǔ)存電荷。這取決于芯片設(shè)計(jì),，不同設(shè)計(jì)技術(shù)會(huì)有 所變化,。 

如果反向恢復(fù)過(guò)程開(kāi)始前P-N結(jié)溫度高于室溫，則更容 易形成熱點(diǎn),。所以電流等級(jí)和初始結(jié)溫度是器件失效的 兩個(gè)重要的因素。影響反向恢復(fù)電流峰值的主要因素 有溫度,、正向電流和di/dt,。圖22給出了反向恢復(fù)電流峰 值與正向電流等級(jí)的對(duì)應(yīng)曲線(xiàn)。如圖22所示,，大限度 抑制體二極管導(dǎo)通,，可以降低反向恢復(fù)電流峰值。如果 di/dt增大,，反向恢復(fù)電流峰值也增大,。在LLC諧振變換 器中,，功率MOSFET體二極管的di/dt與另一互補(bǔ)功率開(kāi) 關(guān)的開(kāi)通速度有關(guān)。所以降低其開(kāi)通速度也可以減小 di/dt,。 

擊穿dv/dt 

另一種失效模式是擊穿dv/dt,。它是擊穿和靜態(tài)dv/dt的組 合。功率器件同時(shí)承受雪崩電流和位移電流,。如果開(kāi)關(guān) 過(guò)程非?？欤隗w二極管反向恢復(fù)過(guò)程中,，漏源極電壓 可能超過(guò)大額定值,。例如，在圖16中,，漏源極電壓 大值超過(guò)了570V ,，但器件為500V 額定電壓的 MOSFET。過(guò)高的電壓峰值使MOSFET進(jìn)入擊穿模式,， 位移電流通過(guò)P-N結(jié),。這就是雪崩擊穿的機(jī)理。另外,， 過(guò)高的dv/dt會(huì)影響器件的失效點(diǎn),。dv/dt越大，建立起的 位移電流就越大,。位移電流疊加到雪崩電流后,，器件受 到傷害，導(dǎo)致失效,?；旧希瑢?dǎo)致失效的根本原因是大 電流,、高溫度引起的寄生BJT導(dǎo)通,，但主要原因是體二 極管反向恢復(fù)或擊穿。實(shí)踐中,，這兩種失效模式隨機(jī)發(fā)生,，有時(shí)同時(shí)發(fā)生。

解決方法 

在啟動(dòng),、過(guò)載或短路狀況下,，過(guò)流保護(hù)方法有多種：

■增加開(kāi)關(guān)頻率

■變頻控制以及 PWM控制

■采用分裂電容和鉗位二極管

 為了實(shí)現(xiàn)這些方法，LLC諧振變換器需要增加額外的器件,、改進(jìn)控制電路或者重新進(jìn)行散熱設(shè)計(jì),，這都增加了系統(tǒng)的成本。有一種更為簡(jiǎn)單和高性?xún)r(jià)比的方法,。由于體二極管在LLC諧振變換器中扮演了很重要的角色,，它對(duì)失效機(jī)理至關(guān)重要,，所以集中研究器件的體二極管特性是解決這個(gè)問(wèn)題的好方法。越來(lái)越多的應(yīng)用使用內(nèi)嵌二極管作為關(guān)鍵的系統(tǒng)元件,，因此體二極管的許多優(yōu)勢(shì)得以實(shí)現(xiàn),。其中，金或鉑擴(kuò)散和電子輻射是非常有效的 解決方法,。這種方法可以控制載流子壽命,，從而減少反 向恢復(fù)充電和反向恢復(fù)時(shí)間。隨著反向恢復(fù)充電的減 少,，反向恢復(fù)電流峰值和觸發(fā)寄生BJT的可能性也隨之降低,。因此，在過(guò)流情況下,，如過(guò)載或短路,，這種帶有 改進(jìn)的體二極管的新功率MOSFET可以提供更耐久、更好的保護(hù),。